Sunt dese situatiile in care folosirea unei surse liniare de tensiune este inevitabila. M-am confruntat cu astfel de ocazii in special in cazul aparaturii de laborator, cand riplul si in special emisiile de frecventa ridicata sunt greu (mai bine spus costisitor) de stapanit.

Daca pentru cateva sute de mA (pana pe la 2-3A) se pot folosi stabilizatoare gata facute gen 78xx precum si alte mii de sortimente (mai mult sau mai putin) LDO, lucrurile se complica pentru curenti mai maricei, cand este nevoie de o reala protectie la supra-consumator precum si cand randamentul trebuie sa fie rezonabil. Credeti sau nu, se pot atinge eficiente de 80-90% foarte bine si cu stabilizatoare liniare, corect dimensionate.

Va propun in cele ce urmeaza o sursa liniara ieftina, usor de realizat sau modificat si cu performante foarte bune. Am gandit-o pentru alimentarea unor statii de emisie cu 7.5V la 5A insa asa cum se va observa, constructorul poate alege si alte valori la realizare.

Stabilizatorul este de tip serie si am ales ca element regulator un tranzitor MOSFET din cateva considerente :

- sunt extrem de ieftine, IRF540 costa cam 0.5 EUR

- avand rezistenta echivalenta foarte mica (R_DSon) caderea de tensiune (cunoscuta si ca drop-out de unde si termenul de Low Drop Out) si implicit puterea disipata in elementul regulator sunt foarte mici comparativ cu tranzistoarele bipolare obisnuite. Ca rezultat imediat vom avea de exemplu un radiator mult mic sau chiar deloc in anumite situatii.

- rezista la curenti mari comparativ cu capsulele in care sunt impachetate. Spre exemplu modelul ales IRF540, in capsula TO220 rezista continuu la 23A si 10V drena-sursa la 100^o celsius iar daca este racit corespunzator (25^o C) se pot vehicula 33A. In impulsuri rezista la 110A…hi hi…

- nu in ultimul rand, piata abunda de tranzistoare MOSFET de putere, de unde si pretul lor extrem de scazut. Pentru cei care doresc un upgrade - curenti mai mari, se va alege simplu un tranzistor mai rezistent sau se vor monta mai multe in paralel.

Functionarea se poate urmari pe schema : grupul divizor rezistiv (inclusiv potentiometru de reglaj tensiune) impreuna cu referinta programabila TL431 precum si cu sarcina sa R7, alcatuiesc un regulator paralel de precizie, asa cum este aratat in datasheet-ul TL431.

Schema electronica. Pentru vizualizare optima, click dreapta, selectati "view image".

^.

Am inlocuit elementul bipolar cu un MOSFET canal N. Acest regulator (tensiunea rezultata) comanda direct poarta tranzistorului regulator serie, iar prin elemetul de sesizare supracurent R2 se inchide bucla generala de stabilizare. Sarcina TL431 (rezistorul R7 de 1Kohm) este aleasa astfel incat curentul de catod al sau sa fie mai mare de 1mA, necesar functionarii proprii.

Consideratii LDO

Denumirea LDO (Low Drop Out) vine de la tipologia elementului regulator al unui stabilizator liniar (PNP, PNP+Darlington NPN, MOSFET, etc) ce permite o cadere mica de tensiune pe el insusi, cam 500…800mV. Spre exemplu un 7809 clasic are o cadere de tensiune (uriasa) de 1.7V de unde si imposibilitatea de a mai stabiliza corect daca tensiunea de intrare nu este cu cel putin acesti 1.7V mai mare decat tensiunea de iesire. Este valabil pentru toata familia 78xx. Daca aceasta tensiune drop-out este mai mica de 0.1V multi productaori isi declara produsele ULDO (ultra low drop out) cum ar fi de exemplu LP3963 cu 80mV la 300mA debitati pe sarcina sau MIC5301 cu 25mV la 100mA.

In montajul de fata, se pot obtine si 50mV drop-out pentru cativa A debitati pe sarcina daca tranzistorul MOSFET este deschis complet si daca este corect ales (R_DSon cat mai mic) – de aceea am ales titulatura Ultra Low Drop Out. Pentru ca IRF540 sa fie complet deschis si sa beneficiem de cei 0.044 ohmi R_DS, trebuie ca V_GS sa fie de cel putin +10V ( adica pentru 7.5V iesire ar trebui sa avem un 17.5V in poarta) si de aceea am construit un mic dublor in jurul circuitului ICL7662. Daca se va folosi un transformator de retea, se poate realiza o infasurare suplimentara de 2*Vin sau un mic multiplicator cu diode din tensiunea alternativa. Nu este necesar a se stabiliza aceasta tensiune, insa este bine sa fie filtrata corespunzator. In ultima instanta se poate folosi si un LM555 pe post de generator de cateva zeci de KHz si o redresare cu 2*1N4148 – curentul necesar functionarii TL431 este de 1mA iar curentul de poarta neglijabil. Pentru Vin < 10V se poat folosi si ICL7660 insa va recomand ICL7662 care rezista pana la 20V intrare (deci +40V iesire dublata). Am folosit doua diode 1N5819 disponibile (si care dealtfel se gasesc pe piata) insa datorita curentului scazut se pot monta orice schottky ex. BAS316, BAT54, etc. Grupul C9 si R10 asigura compensarea dinamica a amplificatorului de eroare si se poate optimiza/tatona sau chiar omite dupa caz.

In fine, daca nu se doreste LDO, R7 se va conecta pur si simplu in drena MOSFET-ului insa Vin – Vout va trebui sa fie cel putin 2-3V.

Desi pare o complicatie suplimentara acest generator de tensiune auxiliara, merita a fi construit pentru situatiile in care comportamentul general este dorit a fi LDO (low drop out) si sa va dau un exemplu : tensiunea de intrare provine dintr-o baterie de 12V si se doreste o stabilizare precisa la 9V la un curent de cativa A. Odata cu consumarea bateriei, stabilizatoarele liniare clasice nu vor mai functiona corect cand diferenta de tensiune Vin – Vout se apropie de 2V – altfel spus in exemplul de mai sus, la 11V va inceta stabilizarea corecta.

Protectia la supra-curent

Oricand o protectie este binevenita si va va scuti de schimbarea tranzistoarelor din sursa daca nu mai mult. Schema de protectie este clasica “limitare curent prin intoarcere” (foldback) si este foarte buna : odata cu cresterea curentului de iesire, creste si caderea de tensiune pe R2 si in final, la depasirea V_BE Q2 aprox. 0.65V acesta se va deschide. Va atrage dupa sine deschiderea lui Q4, apoi deschiderea Q5 (se va aprinde LED-ul de avarie supra-curent) si Q6 care va scurt-circuita pur si simplu TL431, inhiband instantaneu elementul de reglaj. Tensiunea de iesire tinde catre zero, conditia de fault dispare si ciclul se reia foarte rapid. Daca doriti, cu ajutorul R3 se prescrie limita maxima a curentului debitat de sursa, peste care protectia intra in actiune.

In schema de fata cu R3 maxim, vom avea 0.65/0.47 = 1.38A minim la cat se poate regla protectia. Micsorand treptat R3 spre zero (fara protectie) curentul la care se declansaza protectia se mareste. Aici fiecare poate optimiza dupa necesitati, atentie la puterea disipata de R2 = I_{out max} ² * R2 spre exemplu pentru 3A va va trebui un rezistor de min. 4.23W.

Protectia la supra-tensiune

Si aceasta protectie este binevenita, mai ales daca echipamentele alimentate ulterior sunt sensibile la supra-tensiuni. In literatura acest tip de protectie se mai numeste si crowbar protection. Am modificat un pic implementarea clasica dupa cum urmeaza.

In esenta grupul D4 (zenner) si R16 este polarizat invers in raport cu tensiunea de iesire, asa incat datorita efectului zenner, odata cu depasirea tensiunii de prag (aici 9v1) dioda se deschide si pe R16 vom avea o tensiune (pozitiva in raport cu masa) in caz de avarie sau zero in starea normala. De notat ca R16 va trebui sa furnizeze curentul minim de stabilizare a diodei zenner folosite. Prin R17 si R12 aceasta tensiune ajunge in poarta tiristorului care se va deschide si va ramane deschis scurtcircuitand practic intreaga tensiune de alimentare Vin. Siguranta F1 se va arde in scurt timp si LED-ul va indica fault general.

Cateva discutii aici. In primul rand am montat grupul de scurtcircuit la intrarea generala si nu la iesirea sursei pentru a proteja atat sarcina cat si sursa in sine de distrugeri suplimentare. Tiristorul folosit C106 este unul cu “poarta sensibila” numai 200uA sunt suficienti pentru a induce starea de conductie. Oricum micul stabilizator D4 si R16 poate furniza cativa mA fara probleme.

De notat ca indiferent de modelul ales, acest tiristor trebuie sa poata suporta curentul maxim debitat de redresor (sau baterie) pe durata arderii sigurantei, ceea ce implica o siguranta cat mai rapida (atentie, sunt modele cu inertie, etc.) precum si un tiristor cat mai mare. Spre exemplu daca alimentarea se face dintr-o baterie de masina… hi hi… curentul de scurtcircuit poate ajunge si la cateva sute de A, deci atentie a nu arde tiristorul inainte de arderea sigurantei. Modelul C106 suporta peak-uri in jur de 20A pentru aprox. 8mS.

Din punct de vedere al sarcinii, important este timpul total in care protectia comuta, pentru ca pana la comutare, intreaga tensiune (presupusa mare) va fi debitata la iesire. Tiristorul in discutie se deschide intre 0.4… 0.8V si deci se poate calcula (simula) timpul de crestere la aceasta valoare tinand cont de C10, C11 si C13. Comutarea in sine a tiristorului se poate neglija. Un timp foarte scurt va face o protectie eficienta dar si foarte sensibila la spike-uri (scantei de scurtcircuit, etc.) sau eventual RF. Se va optimiza in functie de necesitati.

Consideratii finale

Folosind particularitatea ULDO, se poate dimensiona redresorul pentru o diferenta de numai 1V intre intrare si iesire. In acest mod, chiar pentru 15-20A debitati, disipatia pe sursa va fi minima – radiatoare mai mici, ventilatie redusa, etc. Atentie, facilitatea LDO nu va scuteste pe deplin de disipatia proprie, mai cu seama daca dimensionati prost circuitul redresor. Spre exemplu daca aveti nevoie de 5V la 10A si veti alimenta sursa la 12V, diferenta 7V * 10A = 70W se va prierde (in instanta termic) pe elementul regulator MOSFET. ULDO va va ajuta sa puteti alimenta (considerand acelasi exemplu) dintr-o sursa de 5.5V ceea ce va reduce drastic disipatia proprie la numai 0.5*10 = 5W. Este doar un exemplu.

Pentru curent sporit, se pot monta doua sau mai multe MOSFET-uri direct in paralel, pe acelasi radiator sau se poate alege un MOSFET mai puternic. Se vor prefera capsulele cu un bun contact termic (metalice) catre radiator.

Tensiunea minima ce se poate stabiliza depinde de referinta interna TL431 si se situeaza in jurul valorii de 2.5V. Pentru tensiuni mai scazute, se poate monta varianta extinsa TLV431 ce va permite un minim de 1.24V.

C3, C4, C5, C12 si C6 servesc la imbunatatirea regimului tranzitoriu, suprimarea oscilatiilor precum si patrunderea RF. Se vor monta cat mai aproape de MOSFET respectiv TL431.

R8 il descarca pe C8 precum si condensatoarele din redresor. Se poate omite dupa caz.

In timp ce protectia la supra-curent este obligatorie, cea la supra-tensiune este facultativa si daca MOSFET-ul si redresorul sunt corect dimensionate, se poate omite. In fond s-au inventat surge-protectors sau MOV-uri de o gramada de vreme daca va temeti de spike-uri provenite din instalatia de aprindere sau similare.

Datorita compromisului precar (sensibilitate-eficienta) obtinut cu acest montaj, nici un producator industrial nu include aceasta protectie in aceasta forma (zic eu rudimentara). Dealtfel in cazul in care constructorul amator va opta pentru o sursa variabila de laborator, spike-urile generate de scurtcircuiturile Vout vor declansa frecvent protectia la supra-tensiune, facand-o inutila. Am inclus-o in schema pentru a va face o idee despre o protectie la supra-tensiune ieftina si fara prea mari pretentii.

Toate componentele se gasesc la Comet Electronics, www.comet.srl.ro sau se pot (cauta) aduce din Farnell http://uk.farnell.com prin aceasta firma.

73’ si success tuturor constructorilor care au mai ramas,

Edi Gora, YO3HCV

© 2009 - Edi Gora, YO3HCV